1、本文图(05)和图(06)中如果开关管中电流波形和《开关电源设计 第三版》图2.1波形(c)和波形(e)相同，你认为本文图(05)和图(06)整流电路中电感L1里面电流是连续工作状态还是断续工作状态？理由是什么？

图(01) 图(01)

电感L1中电流必定是连续工作状态。如果电感L1中电流断续，那么本文图(01)也就是《开关电源设计 第三版》图2.1中开关管Q1和Q2电流波形将从0开始，也就是没有图中红色标注的初始电流，换句话说，红色部分长度为零。

2、请根据《开关电源设计 第三版》图2.9的电压波形画出本文图(08)或者图(09)中二极管D1和D2中电流波形，假定电感L1非常大，以致于其中的电流可以视为不变的恒定电流。注意：这只是根据图2.9中电压波形画出的电流波形，实际的电压波形可能与《开关电源设计 第三版》图2.9中波形有所不同。

图(02)

绿色横线上面是《开关电源设计 第三版》图2.9的VI电压波形，下面是两个二极管D1和D2的电流波形。

我们看到：当一个二极管中电流为零时，另一个二极管中通过全部输出电流Io。这和绿色横线上部电压波形是一致的。但绿色横线上部电压波形VI为零(实际上是负的一个二极管压降)时，由于滤波电感的存在，电流必须连续，仍为Io。此时两个二极管D1和D2各分担一半输出电流Io。由于D1和D2所在的两个次级绕组在铁心中产生的磁通方向相反，互相抵消，故D1和D2中各Io/2的电流不影响两个Ns绕组两端电压为零。

第08次活动，请各位阅读《开关电源设计 第三版》第3章“半桥和全桥变换器拓扑”。

本文图(03)复制于《开关电源设计 第三版》图3.1。这就是所谓半桥变换器拓扑。

图(03)

图(03)也就是《开关电源设计 第三版》图3.1。其中并未画出为稳定输出电压的反馈电路。

图(03)中，第一行并不是某电压或者某电流波形，仅仅是表示开关电源的开关频率。第二行和第三行也不是波形，仅仅是表示两个开关管Q1和Q2导通关断，为高表示导通，为低表示关断。从图中可以看出：Q1和Q2交替导通，这和上次我们讨论的推挽电路是完全一样的。所以半桥电路和推挽电路工作原理大致相同。

第二行和第三行导通关断的后沿画出了左右两个双向箭头，这两个左右方向的箭头表示开关管的占空比变化。实际上，PWM占空比减少，就是开关管提前关断，用向左的箭头表示。但无论占空比增加还是减少，两路开关管占空比必须同时变化，以保证开关电源达到稳态时两路开关管导通时间相同。

我们从图(03)中可以看出：两个开关管对直流输入电源来说是串联的，所以某些书籍中称这种电路为串联推挽电路。然而应该注意：两个开关管对交流也就是变压器T1初级绕组Np来说是并联的。

图(03)电路中，变压器次级联接的整流滤波电路和推挽式开关电源并无不同，仍然是全波整流或者桥式整流电感输入滤波电路，而且电感中电流通常是连续的，电流断续工作模式极其少见。

如同推挽电路，半桥电路中也绝对不允许两个开关管导通时间有重叠，如果发生了重叠，那就是“共同导通”，两个开关管近似将320V直流电源短路，Q1和Q2中将流过很大的电流。而且这个很大的电流所代表的能量完全损耗在开关管中，使两个开关管严重发热，时间稍长(数微秒)就会使两个开关管烧毁。事实上，所有推挽形式的开关电源电路，都不允许交替导通的两个开关管导通时间重叠。

半桥电路中，变压器初级励磁电流复位是靠曾经导通现在关断那个开关管另侧开关管上反并联的二极管完成的。

图(03)中，交流市电输入处使用了四个二极管构成桥式整流，但D3D4联接处加了一个开关S1，使得该整流电路既可以用于交流220V，也可以用于交流120V。开关S1断开时，D1～D4就是普通的桥式整流电路，C1和C2串联，用作储能滤波。这种情况下，C1和C2串联后两端电压最高为交流输入电压的峰值。开关S1闭合时，二极管D3和D4分别与C1和C2反向并联，不起作用，二极管D1和D2以及电容C1和C2构成全波倍压整流电路。这种情况下，C1和C2串联后两端电压最高为交流输入电压峰值的二倍。

图(03)电路中，和变压器初级绕组Np串联了一个电容Cb。正是这个电容Cb，使得半桥电路抗不平衡的能力非常强。在上次讨论推挽电路时，《开关电源设计 第三版》第2.2.5节到第2.2.8节作者曾经说过：推挽电路如果两个开关管导通时间由于管子参数的分散性而稍有差异，将会使变压器铁心产生直流磁通，即所谓“磁通不平衡”，导致铁心进入磁饱和，并为此提出了“使用电流模式拓扑”。但在半桥电路中，并不存在这个问题。

假定图(03)中两个开关管稍有差异，Q1导通时间总是比Q2稍长。那么这个导通时间的差异将使电容Cb两端具有直流电压，对Q1导通时间稍长情况，Cb两端电压是左负右正。这样，当Q1导通时，C1两端电压与Cb两端电压是相减关系，绕组Np上得到的电压比C1两端电压稍小，而Q2导通时，C2两端电压与Cb两端电压是相加关系，绕组Np上得到的电压比C2两端电压稍大。于是绕组Np两端电压波形如图(04)所示，横轴上面的矩形波持续时间稍长但幅度稍小，横轴下面的矩形波持续时间稍短但幅度稍大，上面矩形和下面矩形面积相等。这个矩形的面积，恰恰就是我们前面所说过的“伏秒积”。所以，由于电容Cb的作用，半桥电路变压器不会出现因承受伏秒积不等而产生的磁通不平衡，也就不会因磁通不平衡而导致铁心饱和。

图(04)

初学开关电源的网友往往对此不理解，认为工频整流电路中已经让滤波电容分成了两个C1和C2，即使Cb短路掉，变压器初级中也不会有直流成份，为什么还要串联Cb？这是因为，C1和C2容量未必完全相等，在市电上电后短时间内，半桥开关电源是处于不稳定状态。尤其是交流市电为倍压整流(开关S1闭合)情况下，两个电容C1和C2必定是一个先充电一个后充电，先充电的这个电容可以充电接近到交流市电输入的峰值，而后充电的这个电容两端电压接近于零。两个电容电压不等，为半桥供电的电源就是不对称的，而且这种一个电容已经充电一个电容未充电的状态可以持续交流市电的半个周期，即10ms。而10ms时间内半桥已经工作了数百个开关周期。这种情况下，显然变压器初级的励磁电流不能得到充分续流，铁心中磁通不能复位。在电路未达到稳定的这段时间内，变压器初级电流可能具有相当大的直流成份。这个直流成份可能使变压器铁心进入饱和，而变压器铁心进入饱和很可能使开关管损坏。为避免这种危险，最好还是在变压器初级串联电容Cb。这个电容不能如C1C2那样使用有极性的电解电容，必须使用无极性电容，而且Cb必须能够承受开关电源工作频率下的高电压(两端电压可以超过直流电源电压的一半)，所以该电容的损耗要比较小。该电容的容量，通常要求其上的电压降落不应该超过变压器初级电压的10％，这个电容Cb容量对无极性电容来说是比较大的。注意：不能使Cb上电压降落过小，例如Cb上电压降落仅占变压器初级电压的千分之一。因为Cb上电压降落很小，必定Cb容量很大。这不但要增加成本，还会使电路负载变化或者交流市电电压变化导致“磁通不平衡”的时间很长，而磁通不平衡时间过长将使铁心进入饱和，导致开关电源中功率开关管损坏。

半桥电路的一个重要特点是变压器初级漏感在初级电流变化时所产生感应电动势不需要特别的措施即可消除。半桥电路是靠与开关管Q1Q2反并联的二极管D5D6来为励磁电流续流的。但在为励磁电流续流的同时，变压器初级漏感所产生的感应电动势也通过二极管D5D6箝位，能量返回到直流电源(实际上是为电容C1C2充电)。正因为如此，半桥电路不像推挽电路，如《开关电源设计 第三版》图2.7中RsDsCs那样，还要专门为漏感的感应电动势设置箝位电路。这是半桥电路和全桥电路的一个特点。

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